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基于驱动信号同步的串联IGBT动态均压电路设计
点击次数:1310 发布时间:2018-01-07

基于驱动信号同步的串联IGBT动态均压电路设计

 绝缘栅双极晶体管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)综合了GTR和MOSFET的优点,具有通流能力强、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好和驱动简单的优点,作为半导体电力开关具有明显的优势。目前,IGBT的耐压等级达到几十千伏,但因其价格昂贵,限制了单个IGBT在大功率高电压场合的广泛应用。文献将耐压等级低的多个IGBT串联使用,不仅提高了功率变换器的电压等级,降低了成本,而且减小了开关损耗。
  然而,在IGBT串联使用中存在的主要问题是驱动信号不同步引起串入的IGBT集射极电压不均衡问题,严重时会造成某个器件上出现过电压而损坏。为了保证IGBT在开关状态改变的瞬态和其进入稳定工作状态后合理的电压均衡,学者提出大量的静态和动态电压均衡措施。静态电压均衡可以通过每个器件两端并联一个均压电阻来实现。而动态电压均衡是IGBT串联均压技术研究的难点。为此,国内外提出了很多动态均压电路: 无源缓冲电路、端电压钳位电路、栅极电压控制、栅极电流控制和栅极驱动信号延时调整。
  使用同步变压器将驱动同步的方法具有良好的均压效果,并且没有影响IGBT的快速性。但由于同步变压器的设计的局限性,很难使得驱动信号完全同步,出现了一定的电压不均衡现象,随着器件承受电压的增加,电压不均衡加剧,严重时同样会造成器件因过电压而损坏。因此,文本结合同步变压器均压电路和端电压钳位均压电路的优点,提出一种基于驱动信号
同步的动态均压电路,并基于该方法进行了仿真研究。
 
  1. 串联IGBT的动态均压技术
  1.1 基于驱动信号同步的均压电路工作原理
  为了实现串联IGBT动态均压控制,引入图1 所示的同步变压器,将驱动信号相互耦合在一个磁芯上实现驱动同步。图中T是同步变压器,两个绕组变比为1:1,这个变压器连接在驱动单元GDU1、GDU2和Q1、Q2之间,将两路驱动信号耦合。

图1 基于驱动信号同步的串联IGBT均压电路 

图1 基于驱动信号同步的串联IGBT均压电路

 
  假设驱动信号GDU1要快于GDU2,用ΔT 表示驱动信号之间的时间差。开通时,若无均压电路,Q1先于Q2开通,则在ΔT 时间内,Q2仍然处于关断状态,电源电压VDC全部加在Q2上,出现电压不均衡现象。关断时,Q1先关断,电源电压VDC全部加在Q1上,出现电压不均衡现象。
  引入同步变压器后,Q1导通时,同步变压器一次侧感应出电压VT1,由于磁耦合作用,则在另一次也产生相应的感应电压VT2,这就相当于GDU1同时向两个IGBT发送驱动信号,从而使两个IGBT开关动作一致。Q1关断时,同理可知。
  然而,由于IGBT栅射极间电容的非线性,设计出完全耦合驱动信号的同步变压器十分困难,这样势必会影响均压效果。器件在关断前不受静态均压电阻的影响,因此关断瞬态的电压不均比开通瞬态的电压不均明显。为了防止关断瞬间二次电压不均引起的过电压,引入图1所示的由快恢复二极管和齐纳二极管组成的端电压钳位电路。快恢复二极管保证了电流单向流动,齐纳二极管决定了钳位控制的启动阈值。当器件集射极电压超过齐纳二极管的阈值,反馈电流流过快恢复二极管和齐纳二极管,注入栅极,使得集射极电压被钳位于某一阈值。可以说,端电压钳位电路改善了同步变压器的均压效果,增加了串联IGBT的可靠性。
 
  1.2 同步变压器的设计
  为了达到良好的动态均压效果,同步变压器中激磁电感和漏感的选择十分重要。Q1导通而Q2关断的ΔTon时间内,图1的等效电路如图2所示。

图2 等效电路图 
Lm——同步变压器激磁电感;
Ls1、Ls2——同步变压器漏感;
im——激磁电感上流过的电流;
ig——驱动电源输出电流;
Rg——栅极电阻;
Cies1、Cies2——栅射极输入电容( Q1、Q2) ;
VF、VR——驱动电压(正偏压、负偏压) 。
图2 等效电路图

 
  (1) 激磁电感Lm的计算
  ig+ im和ig分别向栅射极输入电容Cies1和Cies2充电。假设Cies1和Cies2都与Cies相等,则Q1、Q2驱动电压Vg1、Vg2之间的电压差ΔVg,即是im在ΔTon时间内造成栅射极输入电容Cies1和Cies2之间的电压差:

算式1及算式2 

  其中,ΔQm是在ΔTon时间内向Cies1充电的电荷量,imp是im的zui大值,VT1是同步变压器一次侧的感应电压。
                   算式3~6
  在时间ΔTon内,VT≈V,V为驱动电源电压。假定ΔVg≤V/100,得同步变压器激磁电感Lm的设计指标为:

算式7 

 
  (2) 漏感Ls的计算
在ΔTon时间之后,Q2驱动信号由VR翻转为VF,这时Q1、Q2都导通,栅射极间输入电容Cies1、Cies2上的电压分别由其驱动电路的电流ig1、ig2决定,驱动电路对称,ig1= ig2,VT1=VT2= 0。漏感Ls1、Ls2为驱动线路的寄生电感,由于等效电路呈容性,会引起电路振荡,为防止IGBT栅射极出现过电压而击穿,要求驱动电路的品质因数满足:

算式8~10 


  2. 仿真验证
  为验证上述均压电路的有效性,利用Saber仿真软件建立IGBT串联动态均压的仿真电路。本仿真中采用2个IGBT的型号为IRG4BC30K,其zui大集射极间电压Vces为600V,输入电容Cies为920 pF。栅极驱动电阻Rg为50Ω; 均压电阻R1、R2为240kΩ; 两路驱动信号频率fs为10 kHz; 占空比D为0.4; 输出电流Iout为10 A。假设驱动信号GDU1、GDU2相差200ns; 由式(7)、(10)选择同步变压器激磁电感Lm为2200μH,漏感Ls1、Ls2为1μH。
  下面具体仿真分析以下4种情况下,Q1、Q2开通与关断的动态均压情况。
  ( 1) 电源电压600V,无动态均压电路情况
  图3 为GDU1比GDU2延迟200ns 开通时,Q1、Q2的驱动电流和开通瞬间的波形。图3可知,Q1先于Q2开通200 ns,先开通的Q1集射极电压Vce1迅速由额定电压下降为饱和压降,此时Q2还处于关断状态,Q2集射极电压Vce2迅速由额定电压上升为电源电压,极易造成Q2因过电压而损坏。

图3 无均压电路时Q1、Q2的开通驱动电流和集射极电压 

图3 无均压电路时Q1、Q2的开通驱动电流和集射极电压 

 
  图4为GDU1比GDU2延迟200ns 关断时,Q1、Q2的驱动电流和关断瞬间的波形。由图4可知,Q1先于Q2关断200ns,先关断的Q1集射极电压Vce1迅速由饱和压降上升为电源电压,极易造成Q1因过电压而损坏。

图4 无均压电路时Q1、Q2的关断驱动电流和集射极电压 

图4 无均压电路时Q1、Q2的关断驱动电流和集射极电压

 
  (2)电源电压600V,仅带同步变压器的动态均压电路情况
  图5 为GDU2比GDU1延迟200ns 开通时,Q1、Q2的驱动电流和开通瞬间的波形。加入同步变压器后,虽然GDU2比GDU1延迟200ns 开通,但由图5可知,同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起,使ig1、ig2保持同步,从而保证Q1、Q2在开通瞬间电压均衡,使器件处于安全工作区。

图5 仅带同步变压器时Q1、Q2的开通驱动电流和集射极电压 

图5 仅带同步变压器时Q1、Q2的开通驱动电流和集射极电压

 
  图6 为GDU2比GDU1延迟200 ns 关断时,Q1、Q2的驱动电流和关断瞬间的波形。加入同步变压器后,虽然GDU2比GDU1延迟200 ns 关断,但由图6可知,同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起,使ig1、ig2保持同步。由于IGBT栅射极间电容的非线性,同步变压器保持驱动信号的完全同步却很困难。特别是在关断瞬间,Q1、Q2在关断瞬间出现轻微的电压不均衡,其集射极电压Vce1为330V,zui大集射极尖峰电压为静态均压值的10 %,此时器件仍处于安全工作区。

图6 仅带同步变压器时Q1、Q2的关断驱动电流和集射极电压 

图6 仅带同步变压器时Q1、Q2的关断驱动电流和集射极电压

 
  (3)电源电压800V,仅带同步变压器的动态均压电路情况
  图7为GDU2比GDU1延迟200 ns 开通和关断时,Q1、Q2的驱动电流和开关瞬间的波形。由图7可知,同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起,使ig1、ig2保持同步,达到一定的均压效果。但随着器件所承受电压的增大,在电源电压为800V 情况下,轻微的驱动信号不完全同步却使Q1在关断瞬间,其集射极电压Vce1高达600V,zui大集射极尖峰电压为静态均压值的50%,此时则很难保证器件处于安全工作区。

图7 仅带同步变压器时Q1、Q2的开关瞬态的驱动电流和集射极电压 

图7 仅带同步变压器时Q1、Q2的开关瞬态的驱动电流和集射极电压

 
  (4)电源电压800V,钳位电压440V,带同步变压器和端电压钳位动态均压电路情况
  图8为GDU2比GDU1延迟200ns开通和关断时,Q1、Q2的驱动电流和开关瞬间的波形。由图8可知,同步变压器将Q1、Q2的驱动信号耦合在一起,使ig1、ig2保持同步。在关断瞬间,驱动电流ig1突然升高并降低,这是由于此时Q1集射极电压超过齐纳二极管的阈值,反馈电流流过快恢复二极管和齐纳二极管,注入栅极,使得集射极电压被钳位于440V,zui大集射极尖峰电压为静态均压值的10%,使得Q1、Q2处于安全工作区。

图8 带同步变压器时和端电压钳位电路时Q1、Q2 

图8 带同步变压器时和端电压钳位电路时Q1、Q2

 
  3. 结束语
  本文在研究和分析国内外IGBT串联动态均压技术的基础上,采用将驱动信号同步技术和端电压钳位技术结合的均压电路,通过仿真验证了基于驱动信号同步的均压电路在IGBT串联电路中能有效地使IGBT电压均衡。同步变压器将驱动信号同步,其响应速度快,端电压钳位电路能够使开关瞬态的过电压≤10 %,防止了过电压的发生,有效降低了串联IGBT的电压不均衡。故该方法能够很好地使串入电路的IGBT均压。


 

 

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